Bonjour à tous,

ça avance, mon atelier va reprendre du service (ah ah) !! Et son premier chantier avant de remettre en selle le PP de 6P14P est de refaire le petit montage qui m'avait tant plu : un préamp de 6N8S en plate-follower. Sortir du mode un peu prototypal et pouvoir le poser dans le salon sans risquer l'électrocution. J'ai retenu un moyen pratique et efficace mis en oeuvre sur un autre forum, j'aime bien c'est simple:

Petites différences avec l'édition précédente, mettre un potar pour la CR de plate-follower et pouvoir contrôler le gain d'une part et d'autre part, j'ai eu pour une bouchée de pain (1€) , une dizaine de E83F neuves (si on peut dire) et je me suis dit «oh bein tient, pourquoi pas faire un mu-follower avec » ? J'ai presque fini le plan du montage mais, honnêtement, réguler une tension d'écran et jouer avec les tensions de chauffage des pentodes ... c'est quand même galère. Puisque la pentode n'est là que pour jouer le rôle de régulateur d'intensité tout en protégeant la triode d'éventuels résidus de l'alim, pourquoi ne pas utiliser directement le mosfet de la régul d'écran en lieu et place de la pentode ?

Alors là, la première chose à laquelle je pense c'est un DN3545 en source follower réglé à 8mA avec sa transconductance très haute, le mosfet devrait donner un meilleur résultat que la pentode et me simplifier la vie. Le seul souci, c'est qu'avec mon transfo à 250VRMS, je sors 340V redressé, c'est parfait pour un µ-follower de E83F mais le mosfet en TO92 se prend 1,6W, c'est trop

Schéma mis à jour le 12 mai 2010


Solution envisagée : augmenter la Ra de 2k à ... 10k par exemple et dissiper 80V, couplé au condensateur de bootstrap ça donnera de meilleurs résultats pour le µ-follower ?

Autre solution : je pense à un IRF mais c'est un mosfet P donc il lui faut un bias fixe (et probablement régulé). En cherchant sur internet, je tombe la dessus : http://phonoclone.com/diy-twi.html


Que me conseilleriez vous ?

Bonjour,

Trouver un TO220 serait mieux pour dissiper tranquillement. Par contre pourquoi vouloir utiliser une MOSFET P ? Je pense qu'il ne faut pas modifier le "genre" du transistor puisque la majorité des MOSFET sont "Normally Off" et les JFET "Normally On" (comme les tubes). Passer d'un P à un N, change les conventions, donc pour que ça fonctionne, il faut "retourner" le transistor, et ça ne ressemble plus à un µ-follower.
Il faut trouver un MOSFET à dépletion en TO220 (rares...).

Ou alors mettre 2 DN3545 en parallèle en les équilibrant!

Dans l'esprit "charge active", pourquoi ne pas essayer avec du bipolaire? Les gm de darlingtons sont eux aussi assez élevés et leur résistance interne l'est aussi. On sort un peut de l'esprit µ-follower mais on impose toujours une charge électriquement très élevée à la 6N8S provoquant les effets bénéfiques connus...

Je comprends qu'il y a quelque chose que je ne comprends pas ... alors http://www.electronsbefree.com/fet-types.html et ça va mieux.


Apparemment le DN2540 serait le plus indiqué pour ce genre de montage, j'ai pas trouvé de boutique internet ou il y en avait (sauf sur eBay à vil prix).

Il me reste quelques DN3545 je vais les ramener dans la plage de sécurité en augmentant Ra à 15K pour shunter 120V. Je me demande si je ne suis pas en train de créer un oscillateur en faisant ça ... J'ai mis à jour le schéma.




Bon, ce que je comprends de ce que tu viens de dire c'est que je pourrais «cascoder» plusieurs puces de voltage plus faible pour en faire une puce virtuelle capable d'avaler le watt demandé.... trop compliqué pour moi

Salut Chanmix

Tu l'a lu ce papier de Yves

Tout est expliqué

Bonne recherche

A la double triode près, c'est un étage d'entrée d'amplificateur opérationnel!! Grand gain et une entrée haute impédance toute désignée pour la contre réaction!

Finalement, on s'approche peu à peu de ce que l'on veut fuir!!

Bonjour Bimole,

Excuse moi, je ne comprends pas bien. Pourquoi faut il fuir la contre-réaction ? Mon schéma s'appuie sur une contre réaction très forte puisque la sortie plaque est rebouclée sur l'entrée au travers le potar log de 1mO afin d'avoir un gain de moins de 3dB.

Entre nous, ce montage me sert juste à la sortie du lecteur CD pour bypasser les AOP de l'étage de sortie qui sabotent le son. Faire un µ-follower pour ça c'est un peu ... inutile ... une simple triode s'en sortirait j'imagine tout aussi bien mais l'objectif est surtout de faire des essais et d'apprendre.... je pense même que je pourrais purement et simplement me passer de ce montage et compter tout bonnement sur l'ampli derrière en montant un peu plus le volume.

Amicalement,
chanmix

Bonjour,

J'ai pas dit qu'il fallait fuir la contre réaction!!
J'ai dit qu'on se rapprochait peu à peu d'un AOP! Il ne manque plus que l'étage de gain, la capacité de compensation et l'étage de sortie push pull!!

Non, plus sérieusement, ce dont on doit se méfier, je pense, ce sont les larges boucle de CR avec un fort taux et qui englobent beaucoup d'étages...
Avec une seule constante de temps dans la boucle de CR, pas vraiment de risque de fabriquer un oscillateur!

JB

Merci Totof, j'ai fini par comprendre



Cas pratique donc :


Du coup, même pas de bootstrap, économie de composants et de bruit, sounds good ! Ça m'a l'air plus facile de régler le débit sur 5,6V (suivant la zener choisie) que sur un DN2540/DN3545 avec leur transconductance très haute*. En préamp de phono, donc j'imagine qu'il ripple reject les bruits de l'alim de façon efficace (même si je ne comprends pas encore bien comment il fait). Je vais potasser ça ... merci.

Amicalement,
Chanmix

* Édit 1 : J'ai dit une ânerie car «(la transconductance du transistor bipolaire est très supérieure à celle des transistors à effet de champ).» (http://fr.wikipedia.org/wiki/Transistor_bipolaire)

Bonjour Chanmix51,



V1 esy chargé par une source de courant quasi idéale càd que le courant débité par le collecteur de Q2 est quasi constant quelque soit la variation de son Vce.
Comme V1 draine ce courant très stable, pas de variation de Vak induite par une variation de Ia et donc pas de bruit.

JB

En fait, je crois que j'ai compris en essayant de t'expliquer mon problème :
on crée une ddp de 5,6V entre l'émetteur et la base grâce à la zener (Vz)
le transistor, tout content, se met à débiter, la résistance sur son émetteur (Re) commence à agir et diminue Veb
dès que la DDP aux bornes de la résistance plus celle de pincement du transistor atteignent Vz, notre transistor ci se retrouve coincé, pas moyen de débiter plus ... bonne vieille technique de pêche où plus on tire sur le fil, plus le noeud se resserre.
Une fois ce débit atteint, la tension Vce n'influe pas dessus. Le transistor absorbe sans effort les variations de l'alim et de la triode.
Les éventuelles variations de Ib auront un impact négligeable sur UR2 (donc sur la tension Vbe) car on s'est débrouillé pour faire passer au moins 10x plus de courant par R2 que Ib.

Quelles pourraient être les différences entre ce montage et un montage à base de mosfet DN2540 sans bootstrap ?
Les composants qui servent à établir la CCS sont hors du chemin du signal (rolls)
Dans les deux cas, c'est une résistance qui permet d'étalonner l'intensité qui traverse le tube mais dans le cas du mosfet, la résistance crée le bias, 1% de différence sur cette résistance engendre une grosse différence d'intensité dans la branche de mon circuit. Dans le cas du PNP, seule la résistance limite le courant : 1% de différence = tête à toto.
Le débit est relativement indépendant de la température du transistor car c'est uniquement Re qui limite le débit Ic = Vz / Re. Ce n'est pas le cas avec le mosfet même si j'ai cru comprendre que ce dernier était moins sensible à la météo.

Maintenant, j'ai quand même une question parce que, c'est pas tout de mettre un courant hyper constant dans ma branche sans signal Avec l'arrivée du signal dans ma triode, du courant va s'échapper au travers le condensateur de liaison au grès de la main gauche de Rubinstein et patatra : le courant va de nouveau varier dans ma triode

Alors, bootstrap ou pas bootstrap ?
C'est un peu la question car en fait, je ne vois pas comment je pourrais boostraper avec le montage PNP alors que c'est très facile avec le mosfet.
J'imagine que ... ça dépend
si c'est pour du petit signal alors le courant d'anode de la triode va varier très peu, pas la peine d'entraver son chemin avec du matériel militaire russe : la CCS permet d'avoir un débit correct sans lésiner sur la résistance de plaque de la triode : bon compromis. PNP sans bootstrap.
si c'est pour partir à l'assaut d'un étage de puissance ombrageux, on essaie d'obtenir un swing le plus grand possible sans déformation ... mosfet avec bootstrap impitoyable. La résistance de sortie est d'ailleurs peut être plus faible avec le mosfet du fait que la résistance de bias est sous celui ci (j'imagine Zout ~= 1/Gmosfet (<1 Ohm) alors qu'avec le PNP, Zout ~= Re/µTrans (quelques Ohms) bon ... je ne suis pas sûr de moi sur ce point là).

Dans mon cas, avec la contre réaction du plate follower, ma tension d'anode va varier de +/- 4V ce qui est ... ridicule, l'étage suivant a une impédance d'entrée de 50k. Donc : PNP sans bootstrap.

J'ai bon ?

En fait, il faut se dire que l'anode de la triode voit en AC la résistance interne collecteur-émetteur du bipolaire. Cette valeur est l'inverse de la pente du réseau Ic=f(Vce) en régime linéaire. Comme pour les pentodes, plus les caractéristiques sont "plates", plus cette résistance interne est élevée.
Je crois que les bipolaires sont plus "durs" que les MOS.
Pour évaluer cette résistance interne, câble la source séparément et fait varier sa tension d'alimentation. Pour des valeurs extrêmes, mesure delta(Vce)/delta(Ic), ça te donne la résistance interne.
Pour info, avec un 2N2222, cette résistance est aux alentours de 300k... mais ce transistor ne tient pas la tension.
Après, on peut aussi cascoder pour augmenter cette résistance de charge mais...

Lorsque tu charges l'étage par la capacité de liaison et ce qui est derrière, la charge d'anode va évidemment diminuer. Ce sera aussi la résistance de sortie du montage.
Et le swing max va peut être diminuer un peu.
On doit pouvoir bootstraper en piquant le signal sur un CF en aval et en l'appliquant dans le circuit d'anode du tube amplificateur avec une résistance bootstrap.

Perso pour un faible swing, c'est peut être pas la peine de bootstraper. Une triode bien linéaire et chargée par une source de courant (à PNP par exemple) devrait faire merveille.

Pour info : le courant de collecteur de la CCS à bipolaire est donné par Ic= (Vz-Vbe0)/Re où on prend généralement Vbe0= 0.6V (tension de seuil de la diode (jonction) base-emetteur).
A noter l'effet Early dans les bipolaires : la résistance interne diminue avec l'augmentation du courant de collecteur. Dans une certaine mesure...

JB

Bon ... voila ... après toutes ces grandes découvertes, le pré ampli de 6N8S & DN3545 se transforme en 6N16B-VR & MJE350.

Le schéma :


La loupiotte :


C'est parti ...

Je viens mettre les pieds dans le plat !

Pas bon tout ça, comme tu l'as remarqué la charge de la triode en statique est proche de l'infini, mais en dynamique c'est l'impédance d'entrée de l'ampli qui la suit . . . y compris la capacité du câble de liaison: 1 metre de câble = +/- 100 pF
Et comme le gain est directement fonction de l'impédance de charge, ce préampli sera très sensible à ce qui va y être raccordé.
(Accessoirement, ça te permettra de jouer les Idiophiles en prétendant que les câbles ont un son )
La contre réaction anode -> grille va un peu améliorer la situation.

L'avantage du Mu follower (et autres SRPP) est de combiner charge élevée et abaisseur d'impédance . . .

Dans le pré RIAA cité plus haut, la triode est un modèle à fort courant et faible résistance interne et elle n'est chargée essentiellement que par la résistance de 71 K à travers le condo de liaison.

Yves.

Well .... Zin de l'ampli qui suit ce montage : 50k donc la charge de la triode est de 38k (d'où le condo à 1µF). Je l'avais même calculé et pas vu que cela me disait que ce montage ne serait guère mieux qu'un montage à charge d'anode classique avec peut être une impédance de sortie plus faible.

Cela me permettra de jouer les idiophiles en prétendant que ce montage sert vraiment à quelque chose

Je viens de regarder les data de la 6N16, un point de repos "statique" avec 100 volts anode et 6 à 7 mA me parait bien et demande pour ça une polar de 2 volts ce qui devrait coller avec une LED rouge dans la cathode.
Il suffit d'ajuster la source de courant à 7 mA et le reste suivra "automatiquement" et avec la zéner de 20 volts, il te faudrait une 2K7 dans l'émetteur du MJE350, il va dissiper moins d'un watt.

Une "bonne" droite de charge serait de 18K qui devrait donc s'obtenir en rajoutant une 20K en parallèle avec l'entrée de l'ampli, après le condo de liaison pour ne pas modifier les conditions statiques. Valeur du condo en conséquence, of course !
Remarque que tu obtiendrais sensiblement la même chose en remplaçant purement et simplement la source de courant par la résistance de 18K mais tu devrais en contre partie ajouter un filtrage ou un régul pour réduire le bruit d'alim, donc au final, pas d'économie

La résistance interne du tube étant (µ / S) d'environ 5K, l'impédance de sortie serait de quelques 4K et le gain d'environ 20 (au passage, la "recette de cuisine" de la valeur de la résistance charge égale à 3 à 5 fois la résistance interne se vérifie).

Réduire le gain par la contre réaction réduira l'impédance de sortie dans les mêmes proportions.

Ca va le faire

Yves.