Excellent ça, je valide largement l'usage d'une R pour la longue queue, cela simplifie le schéma et permet plus de latitude dans l'exploration négative pour le swing maximal du déphaseur



c'est aussi un point essentiel pour que ce shéma soit adaptable à toute les configurations, pour être plus universel

je réflechissais en descendant au travail en vélo ce matin je crois avoir trouver pourquoi mon essai matinal de ton dernier schéma en simulation bloquait en .tran
alors qu'il fonctionnait en AC contrairement à la bétise que j'ai écrite ce matin ( mal réveillé ), j'avais oublié de repasser la source V6 avec AC amplitude sur 1

Je regarde mieux ce soir

De cette nouvelle configuration, j'aime qu'on peut pousser la contre-réaction local à niveau lampes de sortie, en améliorant leur courbes et réduisant leur rp, car l'extra-swing nécessaire on peut l'obtenir en augmentant le gain de la LTPI.
On peut aussi essayer une 12AT7 en lieu de la 12AX7.

Ca marche encore mieux avec des lampes puissance plus grandes: on peut utiliser des KT88 à 500V de B+, mais avec de la contre-reaction locale en QUAD-2 enverse: la vanne travaillera avec plusieurs puissance en class A car une certaine partie de la puissance disponible pour la class A viendra du pmosfet.

Avec le FQPF2P25, étaient TO220, je ne dépasse jamais les 10W sans signal.
Avec ça on peut avoir des KT88 avec 50W de dissipation, linearité et rp à la 300B, puissance de sortie du pentode.

Oui, ça marche aussi avec les n-mosfets et oui, aussi en SE.

Je vois d'ici qu'un univers de nouvelles expérimentations s'ouvre à votre imagination : il s'agit de réutiliser des lampes relativement bon marché, tout en obtenant des performances meilleurs de modèles bien plus prestigieux et hors de prix !

Oui reste un point crucial pour moi à débattre pour faire le tour de la question et être presque parfait , c'est la montée progressive en tension de l'ampli pour garantir la santé des tubes
et là une fois n'est pas coutume je balance entre l'emploi d'une alimentation régulée et stabilisée qui fait très bien le job mais au regard du schéma ici cela pose soucis avec la topologie
particulière qui alimente les anodes , et d'un autre côté appliquer la totalité du schéma à une régulation stabilisée serait un non sens
Ou ne rien faire comme la version initiale du PP d'ECL86

A plusieurs on va trouver une solution ou pas , voir du côté des CTN etc etc

Je pose ça là pour réfléchir à la question

Dans ma tête il y a une régulation "standard" aves nmosfet, avec partiteur de résistances en amont, puis un circuit RC pour alimenter le gate du nmosfet et stabiliser l'anodique 30V au dessous du voltage en amont. Aprés ça, la régulation des g2 dédié. Avec le feedback Schade-Yves il faut avoir une alimentation filtrée selon ma expérience.

Oui, car avec de EL84 à 10Weff en sortie ça va chauffer avec les 400V d'HT, ici les bananes de charges des 2 EL84 hautes et basses :

Accessoirement remarquez le coude du passage de la classe A vers AB
en rouge la limite des 12W. Au repos on les frôle déjà !

Ciao Arnaud,

ça depends des softwares et models utilisés, car chez mois je suis au 80% de la puissance des EL84 au repos.
Les différences entre les deux graphiques sont 2me harmonique?

Avec R6 à 2k, R4 à 18k, R17 et R19 à 56k, Va à 450V, les grilles g2 130V au dessous de Va et V+ à 71,2V on arrive à 30 Wrms à 2% THS avec 1Vrms à l'entrée (1 Wrms à 0,3% THD).
Sans CDiff+.

Juste pour parler: 75Wrms à 2,5%THD sans CDiff+ avec deux EL34.

Heu...non !
Le signal sinus audio démarre brutalement et contient donc une composante ultra grave qui justifie cet écart (Fourier dixit). La corr.diff. fait simplement son boulot.
Au bout d'une seconde l'écart disparait mais on est toujours bien au-dessus des 12W en rouge.
Ce délai est fonction des inductances du TS qui passent plus ou moins cet ultra-grave.

Merci Arnaud,
je simule la puissance dissipé par la plaque des EL84 et est toujours au dessous de 12W en considérant le cycle complète.
Quand l'écart disparait, quel est le correct, I(R10) ou I(R11)?

Ne disposant pas du fichier spice pour FPQ4P40 j'utilise un IRF9640_IR. Cela pourrait expliquer un wattage excessif des EL84.
Sans aucun rapport : tes inductances primaires à 100H me semblent hors-concours...sur mon 2*15W j'ai 2H par demi-primaire

Utilise le FQPF2P25, j’ai posté le model LTSpice.

J’ai utilisé les données du Toroidy:
https://sklep.toroidy.pl/en_US/p/TTG-EL ... imilar/561

On en revient au sujet LochNess de la mesure des inductances.
Tu m'étonnes quand même Arnaud avec tes 2H: en utilisant ta méthode ( L=1/ C (2πF)² à la fréquence de résonance) je mesure 116H sur un DA112 (Transfo de Yves pour son PP6L6)

Guy

Hello !
Pour ne plus croire aux données constructeurs de TS qui ne fournissent qu'un chiffre mesuré à 20Hz, et forcément favorable et commercial, voilà quelques lectures édifiantes :
https://6bm8-lab.fr/phpBB/viewtopic.php?f=3&t=422
https://6bm8-lab.fr/phpBB/viewtopic.php?f=3&t=1054
Cette dernière méthode basée sur un signal triangulaire (au spectre large) est utilisée sur mon multimètre ITC920, elle donne des résultats compatibles entre simulation et réalité.

c'est juste, tu fais bien de le rappeler et j'aurais du m'en souvenir.
Merci Arnaud

Merci Arnaud !